8. 전압증폭회로의 설계와 계산-1 (2단증폭회로)  
 
전압 증폭 회로의 설계와 계산 - 1 (2단콘덴서결합 증폭 회로)
처음에
지금까지, 진공관의 기본적인 동작이나 3정수, 회로 설계에서 가장 중요한 로드 라인에 대해 연구했읍니다. 본장에서는, 실제적인 설계를 하는 것으로, 전압 증폭관 6FQ7를 사용해, 2A3싱글을 드라이브 할 수 있는 전압 증폭 회로를 생각해 보고 싶읍니다. 그리고, 설계시에 도움이 되는 계산식도 소개할 생각입니다. 다만, 주파수 특성에 영향을 주는 콘덴서등 소자의 정수 계산에 대해서는, 설명을 뒤로 미루겠읍니다.
그런데, 2A3싱글의 동작 조건으로, RCA 발표 데이터(2.5kΩ부하)보다도 부하 impedance가 조금 높은듯한 3.5kΩ부하를 합니다. 이 부분은 로드라인을 참조해 주십시오. 플레이트 전압 =275V, 플레이트 전류 =52mA, 바이어스=약 -52V, 그리두 저항 =220kΩ, 라는 전제로 이야기를 진행시킵니다. 이것을 캐소드 · 바이어스로 동작 시켜,출력단의 전원 전압은, 출력 트랜스(OPT)나 디카플링 저항 분을 고려해, 340V로 가정합니다. 그렇기 때문에, 전압 증폭단의 전원 전압도, 340V이하로 생각합니다.
 
회로의 검토
6FQ7는, μ가 약간 낮음( 약 20∼22)으로써, 내부 저항도 낮은(8∼12kΩ) 쌍 3극전압 증폭관입니다 · · · 일반적으로 나타나는 메이커 발표 데이터의 내부 저항(rp)=7.7kΩ는 믿을 수 없고. μ가 20정도이므로, 증폭 회로에서 이득은 12∼17배정도가 되어, 1단증폭으로는 도저히 2A3을 드라이브 다 할 수 없기 때문에, 2단구성이 됩니다. 2A3의 바이어스가 약 -52V이기 때문에, 이것을 √2로 나누어, 입력 감도는 약 37Vrms(실효과값)로 볼 수 있읍니다.메인 앰프의 입력이 0.5V때, 최대 출력을 얻을 수 있기 위해서는, 전압 증폭단의 이득은, 적어도 37÷0.5=74(배)는 필요하게 됩니다. 게다가, 6dB정도의 부귀환을 걸칠려면, 전압 증폭단의 이득은, 74×2( 6dB)=148(배)은 필요하게 됩니다.
2단구성의 증폭 회로에도, (1)단간을 콘덴서로 결합할지 · · ·(본장), (2)콘덴서 없이 직결로 할지 · · ·(다음장), 2개의 선택이 있습니다. 이것은, 일장일단으로 간단하게 어느 쪽이 좋다고는 할 수 없읍니다. 여기에서는, 양쪽 모두 케이스에 대해서 실제로 설계해 봐, 어디가 어떻게 다른 것 인지를 체험해  주십시오.
 
드라이버단
우선, 2단째(드라이버단)를 먼저 검토합시다. 설계 목표는 아래와 같습니다.
 
전원 전압 : 300V
다음단입력 impedance : 220kΩ
플레이트 부하 저항 : 33kΩ
최대 출력 전압 : 45Vrms이상(127Vp-p)
이득 : 14배정도
그런데, 전원 전압이 300V, 다음단 입력 impedance가 220kΩ인 것은 좋으나, 왜, 플레이트 부하 저항이 33kΩ라고 결정할 수 있을까요. 실은, 이것을 대체로 어느 정도로 하면 좋을까를 결정할 수 있게 되기에는, 어느정도의 경험이 필요합니다. 3극 전압 증폭관에서는, 일반적으로, 내부 저항(rp)의 2배 ∼3배로써, 또한 전압 다음단의 입력 impedance보다도 충분히 큰 값으로 말해지고 있습니다만, 나는 좀 더 높은 값(3∼10배)이 좋다고 생각하고 있습니다.
 전원 전압 300V, Ip=0mA로부터 단번에 33kΩ의 로드 라인(파랑)을 그려봅니다. 로드 라인의 양단은, 300V, 0mA와 0V, 9.1mA(=300V ÷33kΩ)입니다. 이 로드 라인은, 증폭 회로의 플레이트에 33kΩ 저항을 넣은 경우의 직류적인 동작 조건을 나타내고 있습니다.
동작 포인트를, Ep=170V, Ip=3.9mA, Eg1=-5.4V로 짐작할 수 있고, 이 포인트를 통하는 28.7kΩ의 로드 라인(빨강)도 그려봅니다. 28.7kΩ라고 하는 것은, 플레이트 부하 저항 33kΩ과 다음단 그리드 저항 220kΩ과의 합성값으로, 이것이 이 증폭단의 실질적인 교류 부하가 됩니다.
이 그래프로부터, 어느 정도의 출력 전압을  꺼낼 수 있고, 이득은 어느 정도인가를 알아 봅시다.
우선, 바이어스의 기점이-5.4V이기 때문에, 여기에 플러스 4.4V, 마이너스 4.4V의 진폭 신호를 주었다고 합시다. 그리드 전류의 영향을 피하기 위해서, -1V보다 얕은 영역은 사용하지 않는 것으로 합니다. 바이어스 전압은 -1V∼-9.8V의 범위로 쏠리기 때문에, 그 때의 플레이트 전압을 읽어내면, 바이어스가 -1V때 의 플레이트 전압은 95V정도, 바이어스가-9.8V때 의 플레이트 전압은 232V정도가 됩니다. 따라서, 최대 진폭은 137Vp-p, 즉48.4Vrms가 됩니다. 간신히 목표값을 얻을 수 있었습니다.
이번은, 이득입니다. 최대 진폭 137Vp-p를 얻을 때의 그리드 입력이 8.8Vp-p였기 때문에, 단순하게 나눗셈해 15.6배가 구해집니다. 이것도 목표 달성입니다.
그런데, 이득은 그래프를 사용하지 않아도 계산으로 구할 수 있습니다. 어떻게 생각하면 좋을까하고 하면「증폭 회로의 증폭율은 μ과 동일한 능력이 있지만, 회로 자체의 내부 저항의 탓으로써, 내부 저항과 부하 저항으로 분류된 분만 증폭하여 효율이 저하하므로, 그 정도로 줄이면 좋다.」가 됩니다. 밑그림 같이 생각하면 알기 쉽습니다.
 

식으로 나타내면 아래와같이 됩니다.
이득 = μ × { RL / ( Rp + RL ) }
앞의 증폭율을 참조하면, Ep=140V, Ip=4mA때 의 6FQ7의 μ값은 22였습니다. 플레이트 특성 곡선에 접선을 그어 대체적인 내부 저항(rp)을 구해 보면 11kΩ과 나왔습니다. 이것을 위식에 적용시켜 보면,
16.3배 = 22 × { 28.7 / ( 11 + 28.7 ) }
가 되어, 그래프로 구한15.6배에 꽤 가까운 값을 얻을 수 있었습니다. 오차는 겨우 4.3%입니다. 그런데, 언제나 진공관의 플레이트 특성 그래프를 입수 할 수 있다고는 생각하지 않습니다. 6FQ7에 대해, 대표적인 동작 예 중에, 내부 저항(rp)=7.7kΩ, μ=20,이라는 데이터가 알려져 있습니다. 먼저「일반적으로 나타나는 메이커 발표 데이터의 내부 저항(rp)=7.7kΩ라는 것을 믿을 수 없다」라고 썼습니다만 경우에 따라서는, 이 정도의 정보 밖에 모르는 케이스도 적지 않습니다. 그런데, 이 숫자에서도 상기와 같은 계산을 해 봅니다.
15.8배 = 20 × { 28.7 / ( 7.7 + 28.7 ) }
와 같이, 이런 데이터에서  사용할 수 있는 결과가 됩니다. 게다가, 관의 불균형을 생각하면, 10%정도의 오차는 흔하기 때문에,탁상의 계산으로 해도 되겠죠. 하는 김에, 플레이트 부하 저항 33KΩ의 소비 전력도 계산 해 둡니다.
0.58W = ( 300V - 170V ) × 3.9mA
0.507W의 전력이 열이 되기 때문에, 적어도 2W형의 저항이 필요합니다. 여기까지를 회로도로 하면 아래와 같이 됩니다.
 
다음은, 이 증폭단의 바이어스 방법입니다. 바이어스의 방법에는, (1)자기바이어스, (2)고정 바이어스, (3)전단 직결,의 3개가 있습니다. 우선, 가장 일반적인 자기 바이어스 회로로 설계를 진행 합니다.
자기 바이어스 회로는, 플레이트 전류를 이용해, 캐소드측에 삽입한 저항에 전압 강하를 생기게 해, 캐소드 전압이 어스 전위보다 높게 되는 것으로써, 상대적으로 그리드 전위가 마이너스가 되는 것을 이용한 바이어스 방법입니다. 플레이트 전류가 3.9mA, 바이어스 전압이-5.4V이기 때문에, 캐소드 저항값은,
1.29kΩ = 5.4(V) ÷ 3.9(mA)
가 되어, 1.3kΩ 저항이 딱 맞습니다.
문제는, 이 1.3kΩ의 캐소드 저항에 병렬ㄹ 콘덴서를 넣을까 하는 것입니다. 메이커제 앰프나 잡지 기사 발표 앰프의 회로도에는, 여기에 콘덴서가 있거나 없거나 합니다. 여기에 콘덴서가 들어가면, 교류적에는, 캐소드가 접지되고 있는 것이 되므로, 이득은 조금전에  계산했던 대로 됩니다. 그러나, 캐소드에 병렬로 콘덴서가 없는 경우는 이득이 내려갑니다. 왜냐하면, 캐소드에 저항이 들어가면, 캐소드 저항 ×μ분 만큼 내부 저항이 상승해 버리기 때문입니다. 이런 경우의 내부 저항값(rp)은,
내부 저항(rp) = 원래의 내부 저항(rp) + { 캐소드 저항 × ( μ + 1 ) }
가 됩니다. 본회로의 경우를 계산해 보면 아래와 같이 되어,
40.9kΩ = 11kΩ + { 1.3kΩ × ( 22 + 1 ) }
원래 11kΩ인 내부 저항이 40.9kΩ까지 상승해 버립니다. 이것으로 재차 이득을 계산해 보면,
9.07배 = 22 × { 28.7 / ( 40.9 + 28.7 ) }
원래의 이득 계산값이 16.3배였기 때문에, 이득의 감소는 9.07÷16.3=0.56배가 되어, 데시벨로 나타내면 약 -5dB가 됩니다. 이 이득감소분은 전류 귀환이라고 불리우고 있어, 전류 귀환이 걸린 증폭 회로에서는, 이 단으로 발생하는 일그러짐은 귀환양에 따라 저하합니다. 이 경우는, 일그러짐은 이론상 0.56배에 저하하고, 실측값도 이것에 꽤 가까운 결과가 됩니다.
그렇다면, 전류 귀환을 많이 주면 좋지 않겠나 하겠지만. 내부 저항이 현저하게 상승 하여, 드라이브 능력이 저하해 버려, 2A3를 풀로 드라이브 할 수 없게 되어 , 오히려 일그러짐이 상승해 버립니다. 또, 2A3를 시작으로 한 3극 출력관의 입력 용량은 매우 크고, 콘덴서에 의한 하이 · 컷 · 필터가 삽입되어 상태로 되어 있으므로, 고역 컷오프 주파수가 저하해 , 고역 특성이 덜커덩덜커덩  되어 버립니다. 이것때문에, 무엇을 위해서 저내부 저항(rp) 6FQ7를 사용했는지 모르게 됩니다. 캐소드 저항을 바이패스하는 콘덴서를 생략하는 것에 의한 전류 귀환 회로는 의외로 장점이 있지 않습니다.
여기까지를 회로도로 한 것이 밑그림입니다. 캐소드 전압이, 바이어스분(5V)만 큼 상승하므로, 플레이트 전압값이나 전원 전압값도 맞추어 추가 해 줍니다.
 
 
초단
이번은 초단의 설계입니다. 여기서, 초단이 드라이버단에 공급하는 최대 신호 전압을 확인합니다. 드라이버단의 최대 출력 전압이 당초 ,45Vrms이상(127Vp-p)으로 설계하고 있었습니다. 드라이버단의 이득이 대체로 16배이기 때문에, 이 때의 드라이버단입력 전압은,
2.8Vrms(7.9Vp-p) = 45Vrms(127Vp-p) ÷ 16
가 되므로, 초단은, 이 신호 전압을 공급 할 수 있으면 됩니다. 설계 목표는 아래와 같습니다.
 
전원 전압 : 300V
다음단입력 impedance : 470kΩ
플레이트 부하 저항 : 56kΩ
최대 출력 전압 : 2.8Vrms이상(7.9Vp-p)
이득 : 16배이상
초단의 플레이트 부하 저항 값은, 드라이버단보다도 큰 값(56kΩ)으로 합니다. 왜냐하면, 드라이버단의 입력 impedance가 470kΩ로 충분히 높고, 부하 저항이 큰 편이, 이득이 크고, 일그러짐은 적게 되기 때문입니다.
전원 전압 300V, Ip=0mA로부터 56kΩ의 로드 라인(파랑)을 그려 봅니다. 로드 라인의 양단은, 300V, 0mA와 0V, 5.4mA (=300V ÷56kΩ)입니다. 로드 라인은 밑그림입니다.


동작 포인트를, Ep=109V,I p=3.4mA ,Eg1=-3V로 짐작할 수 있어, 이 포인트를 통하는  50kΩ의 로드 라인(빨강)도 그립니다. 드라이버단 같이, 가능한 한 큰 출력 전압을 내고 싶은 경우와 달리, 초단에서는 로드 라인의 가장 맛있는 곳만을 선택해 사용할 수 있습니다. 3극 전압 증폭관의 가장 맛있는 곳은, 바이어스가 -1.5V∼-4V 정도의 사이가 됩니다. 바이어스 전압이 너무 깊으면, 이득이 내릴 뿐만 아니라, 관의 내부 저항값의 높은 영역을 사용하는 것이 되고, 관의 불균형도 큰 영역이므로 피합니다.
50kΩ라는 것은, 플레이트 부하 저항 56kΩ과 다음단 그리드 저항 470kΩ과의 합성값으로, 이것이 이 증폭단의 실질적인 교류 부하가 되는 것은, 드라이버단 때와 같습니다. 그래프로부터, 최대 출력 전압은, 25Vrms이상(70Vp-p)은 꺼낼 수 있는 것을 알기 때문에, 이것으로 충분합니다.
바이어스를 어떻게 주는지입니다, 자기 바이어스로 한 경우의 캐소드 저항값은,
882Ω = 3(V) ÷ 3.4(mA)
가 됩니다. 만약, 출력 트랜스의 2차측으로부터 초단 캐소드에 부귀환을 걸치고 싶다면, 초단 캐소드측에 부귀환을 받기 위한 저항이 필요하게 됩니다. 드라이버단에서도 어늡하였읍니다만 , 캐소드 저항에 콘덴서를 병렬로 하지 않으면, 내부 저항이 상승해 버려 고역 특성을 손해봅니다. 밑그림 같은 회로입니다.
 
여기서 대강  이득 계산도 해 봅니다. 우선, 초단관의 내부 저항입니다만,
12.4kΩ = 11kΩ + { 62Ω × ( 22 + 1 }
로써, 11kΩ이었던 것 이 조금 상승해 12.4kΩ가 되였습니다. 이득은,
17.6배 = 22 × { 50 / ( 12.4 + 50 ) }
이 되였습니다. 종합 이득은,
287 = 16.3(드라이버) × 17.6(초단)
입니다. 최대 출력시의 2A3의 입력 전압이, 약 37V(rms)였기 때문에,
0.129V(rms) = 37V(rms) ÷ 287
가 되어, 무귀환시에서는 약 0.13V의 입력 감도의 앰프로 완성되는 것이 됩니다. 그리고, 6dB의 부귀환을 걸친 경우의 입력 감도가 약 0.26V, 10dB의 경우가 약 0.4V가 되는 것은 알 수 있습니다.
그런데, 단간에 2개의 콘덴서가 들어간 경우, 앰프 전체의 저역시정수는 3개 (단간에 2개, 출력 트랜스 1개)가 되어, 이러한 구성의 앰프에 부귀환을 걸면, 대부분의 경우, 초저역에 피크가 나타나거나, 발진하거나 합니다. 2개 있는 캐소드에도 콘덴서가 들어가 , 이것은 그다지 나쁘지 않으나, 역시 안정도를 해치는 요인 하나가 됩니다. 그런데, 저역 시정수를 3개로부터 2개로 줄이는 방법으로서, 초단과 드라이버단을 직결하는 수법이 잘 사용되는 것입니다.
http://www.dhtsound.com/technote7/board.php?board=tn7school2&command=body&no=15